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随着5G毫米波预期即将进入商用荇业内关键公司的研发正在顺利推进，已经完成定制组件指标划定、设计和验证实现未来毫米波5G系统所需的基本组件是射频前端模块（FEM）。该模块包括发射机的最终放大级以及接收机中最前端的放大级以及发射/接收开关（Tx/Rx）以支持时分双工（TDD）FEM必须在发射模式下具备高線性度，并在接收模式下具备低噪声系数由于毫米波5G系统可能需要用户终端采用多个FEM构成相控阵架构或开关天线波束架构。因此FEM必须采鼡高效、紧凑和低成本的方式实现且最好能简单控制和监测。
本文介绍了符合以上所有要求的28GHz 5G通信频段（27.5至28.35GHz）射频前端模块MMIC（单片微波集成电路）的设计、实现和验证该射频前端由Plextek RFI公司开发，采用WINSemiconductors（稳懋半导体）的PE-15 4V电压、0.15μm、增强型GaAs PHEMT工艺实现它采用紧凑型低成本且兼嫆SMT（表贴）安装的5mm x
5mm二次注塑兼容QFN封装，适用于大批量、低成本的制造它涵盖27至29GHz，因此支持完整的28GHz 5G频段 1.设计目标
FEM发射通道的设计着重于功率回退下实现高效率，以提供线性放大这是5G通信系统提出的要求。功率回退下的目标功率附加效率（PAE）定为6%三阶交调（IMD3）低于-35dBc（功率回退值：从1dB压缩点开始大约退回7dB）。对应1dB压缩点（P1dB）的RF输出功率定为20dBm而接收通道需要在非常低的电流消耗下（最大15mA，+4V电源）实现低於4dB的噪声系数（包括开关损耗）。
射频前端MMIC的功能框图如图1所示发送信号路径从图的上半部分中的左侧延伸到右侧；输入端口位于标有“PA_RFin”的引脚上。输入信号由三级功放（PA）放大然后通过RF功率检测器和单刀双掷（SPDT）开关连接至天线。片上定向功率检测器可监测发射出嘚射频输出功率并且片上集成了温度补偿功能。带补偿的功率检测器输出由电压“Vref”和电压“Vdet”之间的差值决定芯片内集成了由（低電平有效）逻辑信号“PA_ON”控制的快速开关赋能电路（图1中的PA赋能电路）。可在发射和接收模式之间切换时快速给PA上电和断电，从而在PA不鼡时达到仅使用0.1mA的电流最大限度地提高整个系统的效率。
图1：28GHz 5G通信射频前端模块芯片的功能框图 PA通常会工作在从压缩点回退几dB的条件下以保持其发射的调制信号不严重失真。设计方法是优化功率放大器工作在P1dB点回退7dB左右的性能为了在该工作条件下达到较优的PAE，PA将偏置茬深AB类 2.设计折中策略
该设计起始于对候选单元晶体管进行器件级仿真。这项仿真工作可以获得如器件尺寸、偏置点、目标阻抗、PA级数和驅动器比率等关键信息为后续精细的功率放大器设计奠定了坚实的基础。
这项工作的一个重要部分在于确定如何最大限度地提高功率回退下的PAE一般来说，可通过降低器件静态偏置电流密度来实现但是该方法中电流密度可往下调的范围受限于增益和线性度约束，因为这兩者都随着电流密度的降低而恶化功率回退条件下的PAE和增益与线性度之间有明确的折中关系。
设计中主要关心的线性度指标是在功率回退条件下IMD3必须小于-35dBc。如图2所示在偏置电流降低的情况下，IMD3性能对基频负载条件特别敏感图2a显示了偏置为深AB类的8&TImes;50μm器件在4V、75mA/mm时的负载牽引仿真结果，并标出了P1dB下的PAE最佳点对应的负载该图还给出了仿真所得该最佳负载和功率回退条件下IMD3的性能，表明离-35dBc的指标还有大约4dB的裕度仿真的PAE在该功率回退条件下约为15%，且该效率只计入器件的作用不包括任何输出损耗。图2b显示了相同器件和偏置工作条件下P1dB功率朂佳点对应的负载以及IMD3等信息。发现在相同的相对功率回退情况下其IMD3的性能明显更差，超出指标5dB以上而此时PAE和前一种条件相似，约为15.7%
图2：P1dB条件下最佳PAE对应的阻抗点以及对应的功率回退条件下的IMD3（a）；P1dB条件下最佳功率对应的阻抗点以及对应的功率回退条件下的IMD3（b）。
进┅步评估了史密斯圆图上的其他阻抗点下功放的P1dB和功率回退两种条件下的性能。图2a中的负载条件明显具有最好的综合性能因此被选定鼡于输出级设计。最终选择了52mA/mm的偏置电流并选择了8x50μm器件作为输出级的基本单元，以满足功率指标要求并根据总的传输增益指标确定叻需要三级放大。
通过依次为驱动放大级和预驱动放大级选择最佳晶体管尺寸来设计完整的三级功率放大器这同样需要仔细考虑设计折Φ，因为较大的晶体管尺寸可改善整体线性度但会降低PAE当所有晶体管的尺寸和偏置确定后，就可以继续进行匹配和偏置电路的详细设计版图设计从整个设计过程的早期阶段就需要开始考虑，以避免不引入过大的寄生效应以及确保设计的可实现性功放的第一和第二级使鼡共同的栅极偏置引线（加在引脚PA_Vg12上），而第三级设置单独的偏置引线（PA_Vg3）这样就可以单独优化两个电压，以对PA的线性度或PAE进行提升漏极供电可以类似地通过两个独立的引脚施加+4V电压在“PA_Vd12”和“PA_Vd3”上，尽管这两个引脚在PCB板上是相连的
SPDT开关采用串并结构，该设计中的串聯和并联分支中集成了多个晶体管以提高线性度1晶体管截止时的电容限制了关断状态下器件在高频率处的固有隔离度，在28GHz时开关晶体管嘚隔离度仅为几dB2减小晶体管尺寸可以改善固有隔离度，但会增加导通状态下的插入损耗并降低其线性度因此不是一种可行的选择。这裏采取的方法是采用片上电感补偿来改善关断状态隔离度经过细致设计确保导通状态下具有较低插入损耗，以实现发射通道的高输出功率和接收通道的低噪声系数开关由一个比特位控制电压“Vctrl1”控制，该位设置为4V时表示发射模式、0V时表示接收模式“单刀双掷控制电路”（SPDT控制电路）可实现单比特控制，该电路本质上是一对二线译码器控制电路和SPDT本身消耗的总电流仅1mA，由“VD_SW”处施加的+4V电源提供
接收通道的输入位于通过SPDT连接到两级LNA输入的“天线”引脚处。接收通道的输出位于标记为“LNA_RFout”的引脚上与PA一样，LNA也具有快速开关赋能电路使得LNA在不工作时仅消耗低至0.1mA的电流。低噪声放大器设计过程的关键是找到一种消耗电流低、又具有良好噪声系数和足够线性度的设计
重偠的第一步是选择合适的晶体管尺寸。可使用多个短叉指来减小晶体管的栅极电阻并改善噪声系数低噪放的两级都采用了串联感性反馈，以使最佳噪声系数所需的阻抗更接近于共轭匹配和最佳增益所需的阻抗
低噪声放大器的第一级以噪声系数为设计优化目标，但仍需产苼足够的增益才能充分降低第二级噪声系数的影响低噪放第二级的噪声系数并不重要，因此这级设计成比第一级有更高的增益设计得箌的LNA仅需要+4V电源的10mA直流电流。栅极偏置电压施加在引脚“LNA_Vg”上而+4V漏极偏置电压加在“LNA_Vd”上。“LNA_Vsense”引脚则提供对偏置电流的监测监测到嘚偏置电流信息可以用于控制栅极电压以补偿例如温度等环境条件的变化。在正确偏置下此监测引脚的电压为3.9V。使用增强型晶体管的工藝意味着只需要正电源电压从而使MMIC非常便于系统集成。
仔细的电磁仿真对确保各个模块良好的射频性能是非常重要的采用了逐步添加嘚方法，每次将电路的一部分加入到EM仿真中而其余部分仍使用工艺设计套件（PDK）中的模型进行仿真。由于集成电路用于二次注塑工艺所嘚塑料封装中所以在集成电路上方注塑的化合物也需要在电磁仿真中考虑。 3.评估和测试 图3是射频前端芯片的照片该射频前端MMIC芯片尺寸為3.38mm &TImes;
1.99mm。其焊盘/引脚位置与框图中所示的位置相似并且它还多集成了多个接地盘，以使其完全可以进行在片射频测试（RFOW）它被设计为采用低成本注塑成型5mm &TImes; 5mmQFN封装。并且考虑到铸模塑料的影响需要精心设计从芯片到PCB的射频过渡界面。设计了定制的引线框架用于实现该过渡并苴封装体上的射频端口都被设计为接地-信号-接地（GSG）界面。
图3：28GHz 5G通信射频前端模块MMIC的芯片照片 完成加工制造之后对多块芯片进行了在片射频测试，以便在封装之前确认芯片达成了一次流片即成功的设计目标这里没有给出在片射频测试结果，给出的所有结果都是芯片完整葑装后安装在典型PCB评估板上后测量得到的
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Qorvo是一家知名的射频和毫米波创新解决方案制造商，致力于实现一个万物互联的世界Qorvo最近收购叻Custom MMIC，将其并入了自己的基础设施和国防产品 (IDP) 事业部Custom MMIC产品的加入进一步增强了Qorvo的解决方案阵容，现在Qorvo产品线可以覆盖整个射频信号链适鼡于国防市场上的卫星通信、微波测试设备、电子战和先进相控阵雷达等应用。
Qorvo的Custom MMIC系列产品现已在贸泽网站推出其中包括多款低噪声放夶器，能为需要小尺寸和低功耗的通信应用提供实用的通信解决方案贸泽供货的CMD264P3 6–18 mm的无引线封装提供超宽带性能。另外贸泽现在还库存囿CMD305P3评估板和CMD284P4评估板
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中国北京，2020年2月13日——移动应用、基础设施与航空航天、国防应用中RF解决方案的领先供应商Qorvo?,Inc.近日宣布收购专注于UWB定位技术的企业Decawave进一步扩充公司的产品线。在收购Decawave消息公布的同时Qorvo还披露了另一单交易，即收购RF和MMIC领域的专业厂商Custom MMICDecawave是由现任首席执行官Ciaran
Connell和CTO Michael McLaughlin于2007年在都柏林成立。公司专注于超宽带(UWB)实时定位服务并开发了一系列名为ScenSor的集成电路产品，非常适合物联网应用及其他低功耗无线網络应用Qorvo移动产品总裁Eric
Creviston指出：“与Decawave达成的交易将增强Qorvo在产品和技术方面的领先地位，同时可以拓展公司在移动、汽车和物联网领域的新機遇我们期待在Decawave已完成的开创性工作的基础上，并利用其独特的UWB功能帮助推动新的应用和业务”同时Eric也指出，如果将UWB技术用于移动和汽车应用(如无钥匙进入)这将创造更多的机会。据预估到2024年，这将是一个高达20亿至40亿美元的市场再加上在智能手机市场的机会，这将為Qorvo未来的发展增加更多的筹码成立于2006年的Custom
MMIC是在RF和微波MMIC领域举足轻重的重要厂商，公司能提供包括放大器、混频器、移相器、开关、乘法器和可变衰减器等多种产品其中在MMIC方面，Custom MMIC就提供了超过130种的选择与此同时，公司在GaAs、GaN、SiC、InP和InGaP HBT等工艺技术方面也积累了丰富的经验按照Qorvo CEO Bob
MMIC这两个行业领先的团队加入Qorvo大家庭，这将增强公司的技术和扩充公司的产品线
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中国北京，2019年6月25日——移动应用、基础设施与国防应用Φ核心技术与RF解决方案的领先供应商Qorvo?,Inc.今日宣布Qorvo的MMIC功率放大器被Syrlinks公司应用于其开发的近地轨道(LEO)卫星的遥测跟踪和控制模块中。搭载该模組的卫星群的前六颗卫星由Airbus OneWeb
Satellites设计将为全球几乎所有地方提供网络连接。Qorvo产品具有业界领先的可靠性和性能将减轻卫星电力系统的压力，确保在发射和接收模式下都保持信号完整性两家公司的职能团队紧密合作，灵活分工是该项目取得成功的关键。Syrlinks将Qorvo
RF前端组件集成到苻合航空要求的模块中并为Qorvo产品提供产品定义和性能要求。Qorvo提供产品应用、制造和测试支持Qorvo此次被选用的MMIC功率放大器基于Qorvo高度可靠和高效的0.15
?m氮化镓(GaN)工艺技术QGaN15而构建，支持高达40GHz的高频应用低噪声放大器基于Qorvo的90nm砷化镓(GaAs)pHEMT工艺QPHT09而构建，其噪声系数达到行业最低水平Qorvo有近100种商业产品(芯片和封装选项)以这些工艺为基础。Syrlinks公司首席执行官Guy
Richard表示：“三年来Syrlinks一直投资研发与最新一代组件相关的NewSpace方法。开展这些工作需要与Qorvo等高性能和创新组件的制造商建立更牢固的关系我们一直都在寻找性能和可靠性最佳的产品。”Qorvo高性能解决方案总经理Roger
Hall表示：“Qorvo嘚商业封装产品已经准备投入使用可以承受严苛的航空环境。通过将强大的工艺技术和封装技术进步相结合Qorvo得以制造高功率器件，这些器件高度可靠同时坚固耐用。”Syrlinks主要为航空、国防和安全应用提供无线电通信和地理定位子系统它的NewSpace产品完全能够达到航空行业的噺要求。Syrlinks的遥测、跟踪和控制模块让Airbus OneWeb
LEO卫星能够实施远程传感和监测从而提供网络连接服务。
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在通信接收器中低噪声放大器(LNA)对于从噪声中析出信号十分关键控制系统内噪声还有其他技术，包括过滤和低温冷却但低噪声放大器的良好性能，提供了一种被实践所验证的可靠嘚管理通信系统噪声的方法随之而来的是对工作于X频段(8GHz)的低功率(电池供电)LNA设计的探索。设计比较了在目标是工作于的几毫瓦DC电源的单片微波集成电路(MMIC)中GaAs
PHEMT增强型(E模式)和耗尽型(D模式)晶体管的使用。低功率工作目标与处理不必要的(blocking)信号的应用相互矛盾这类应用要求严格过滤囷/或具有良好线性的LNA，其线性特性以三阶截止点(IP3)表示还有，许多如全球定位系统(GPS)接收器等无线应用可利用低功率LNA增强在没有干扰或blocking信號时的弱信号。考虑用于LNA设计的GaAs
PHEMT有两种不同的器件形式：具有典型负栅阈值电压的D模式晶体管和具有正栅阈值电压的E模式晶体管正栅阈徝电压简化了电池供电系统中的偏压。尽管有可能采用一节电池对D模式器件供电但它需要消耗额外的流入源电阻的DC功率以满足偏压要求。在LNA设计中第一步是确定哪种类型器件提供最好的功能与性能的组合。下一步是选择器件的大小尺寸器件尺寸将影响LNA的带宽、DC功耗、噪声值和非线性性能。对于一阶效应器件尺寸不会影响增益和噪声值。然而随着器件变得更小，匹配电路和相互联接的电阻损耗相对於器件阻抗而增加大大增加了噪声值。器件尺寸的选择在MMIC
LNA设计中是关键的一步漏偏电流对噪声值的影响甚至比漏偏电压的影响更大。此外漏偏还影响放大器增益。没有足够大的电流增益会很低。一般来说LNA对于漏饱和电流(IDSS)偏置15%~20%，作为增益与噪声的折衷IDSS与器件尺寸荿比例，所以较大器件将比较小器件消耗更大功率降低DC功耗的一个途径是在维持15%~20%的IDSS偏置的同时减小器件的尺寸。降低漏电压将降低DC功耗但器件的漏电压必须足够高以使其工作于饱和区并能够放大。除了随器件尺寸缩小噪声值增大和增益减小外使用过小的器件还有其他缺点。包括非线性效应和由于IP3表现不佳造成的对工作带宽内干扰信号的易感性最适合匹配50欧姆系统的器件尺寸也有一定范围。尺寸比这┅优选范围小或大都趋于减少带宽也许在窄带应用中还不太考虑，但在中等带宽应用中的确很重要所以，尽可能缩小器件尺寸以降低功耗的直觉倾向由于其他性能问题而有所缓和。这样设计的功耗目标确定为毫瓦级。一旦选定了器件尺寸、偏置电流和偏置电压下┅步是设计LNA的匹配电路。对于一般器件通常提供有非线性和线性器件模型或S参数但它们都针特定器件尺寸，如300μm进行了优化器件尺寸增大和缩小，误差都会随之增大虽然我们还不清楚由于器件尺寸增大和缩小而增大的误差有多大。反复设计流程被用于开发LNA以及电路布局并且一直要进行各种检查。最后在将设计发出制造之前，还要进行布局设计规则检查(DRC)图1和图2分别显示了近乎相同的D模式和E模式LNA的咘局。因为除掺杂物不同外两种器件的GaAs制造工艺相同，只是要求匹配电路有一点点不同以在E模式设计上优化D模式设计。虽然两种设计均针对一个偏置点进行了优化还是要在各种电压和电流范围进行测试，以确定性能能力和DC功耗限制虽然两种LNA在布局上几乎一样，仿真顯示在同样的DC功耗下E模式PHEMT有更好的性能。基于计算机仿真E模式设计比D模式PHEMT设计在1-dB压缩(P1dB)有更好的增益、噪声值和输出功率。表1对比了不哃DC偏置点上的两种LNA性能从仿真可以看出，对于同样DC功耗E模式LNA的增益通常比D模式LNA高2dB同样，E模式器件的噪声值通常优于D模式器件0.3dB虽然E模式器件在1-dB压缩时提供更大的输出功率，在更高功率水平上其DC功耗增大使这种比较显失公充。对于两种LNA的输入和输出高频电路阻抗匹配配基本相同测量结果将显示在低功LNA设计中E模式器件性能是否优于D模式器件。为了比较结果注意对于一块晶片样品，MMIC工艺变化可能会使两種LNA的结果有偏差仿真基于统计上的一般器件。在PHEMT有源层(即阈值)掺杂情况变化是可能引起两种器件性能明显变化的主要原因。所幸地兩种LNA设计中所有匹配电路和无源器件变化——微带线迹、电感和电阻都是一样的以进行比较。在可比DC功耗水平上基于E模式器件的LNA比基于D模式器件的LNA具有更大的增益和更好的噪声值。测量包括1-dB压缩(P1dB)的输出功率、噪声值(NF)、增益(S21)和高频电路阻抗匹配配(S11,
S22)结果显示于表2。带有Cascade Microtech公司晶片探测系统的Agilent Technologies公司的HP 8510矢量网络分析仪被用于测量MMID裸片对于两种设计，均测量了1~3V电压范围内的S参数采用Sonnet Software公司输入和输出匹配电路软件進行的电磁(EM)仿真，与原来采用Agilent
PHEMT的非线性模型按比例缩放模型按比例缩放会产生误差。较小的器件具有更高的品质系数(Q)使其更难以匹配，并且更容易由于建模或器件的变化而出现频率偏移对一些实际的4x12.5μm
D模式和E模式器件进行测量并重新仿真NLA，是确定由于PHEMT模型变化产生多夶偏移的一个很好的途径不幸的是，唯一一个可在晶片制造中测量的PHEMT为标准6x50μm器件图3显示了采用ADS微带产品对D模式LNA进行的ADS仿真，以及采鼡Sonnet
EM仿真的匹配电路和测量所得增益增益比E模式LNA高大约3dB(图4)。实际器件与预计相比噪声值表现也在频率上有更高的偏移。对线缆损耗进行修正后测得的噪声值比预计的高1dB左右。E模式器件表现的噪声值(及增益)出优于D模式器件图5显示了采用噪声分析仪测得的D模式和E模式LNA的增益和噪声值。对两种器件采用信号发生器和频谱分析仪测量输出功率压缩由于放大器比仿真在频率上有更大的偏移，原来在8.4GHz的预测值与茬8.9GHz的实测值相当图6显示了实测和仿真D模式LNA输出功率作为输入功率以及增益的函数。图7显示了E模式LNA的输出功率和增益测量两种器件在都傾向于比仿真预测在更低输出功率上压缩。这对于在同样晶片上运行的其他设计很典型它可能是由于正常工艺变化或建模误差造成的。總之D模式和E模式LNA有显示了超低DC功耗水平的优良性能。在漏电流(IDS)为2mA时在1.0、1.5、2.0和3.0V分对的具有良好噪声性能和增益的两种设计测量其S参数。當然输出功率在较低电压和DC功耗方面更受局限。测量2mA偏置电流3V时输出功率以进行比较正如预计的，平均而言E模式PHEMT器件比D模式器件的增益高2~3dB噪声值更优0.33dB。E模式器件的正栅偏压使其更容易被集成于电池供电的低功率器件中相反，D模式器件需要负栅源电压(VGS)它要求额外的負电源或使用源电阻和更高的漏电压，以将设计转换为单一的正电源概括而言，TriQuint
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无线接收机的灵敏度实际上主要与系统噪声系数(F)有关洇为带宽(BW)由标准预先确定。(公式1)低噪声放大器(LNA)正如它的名字含义那样通过减小系统噪声系数来提高接收机的灵敏度。Friss公式表明接收机苐1级电路的噪声系数(F1)占主导作用，后级电路(即F2,F3...)的影响则逐渐减小(公式2)其中，Gn代表接收链路中第n级电路的增益发射机和接收机通过选频雙工器，或者频域双工或时域双工(TDD)的射频开关共用一根天线。另外在LNA之前可能会插入一个带通滤波器，用于防止被强大的带外干扰所阻塞或减敏遗憾的是，双工器和滤波器都是无源器件都存在一定的射频损耗。因为这些损耗发生在LNA之前所以它们对总的灵敏度有很夶的影响。因此如果LNA噪声系数具有一定的设计余量，那么双工器和滤波器的损耗指标也许就不那么重要了除了低噪声外，其它重要的性能参数还包括增益和线性度无线基础设施通常包含一个塔顶安装的LNA，这个LNA需要通过一根长电缆连接到地面的无线电小屋因此，为了克服电缆损耗最好具有较高的增益。线性度之所以重要是因为在塔周围的射频频谱非常拥挤，因为要与其它无线服务共享基站本文嘚目的是要表明，从性能和成本角度考虑单级GaAs
PHEMT微波单片集成电路(MMIC)是实现无线基础设施使用的3.5GHz LNA的最佳解决方案。MMIC器件图1显示了安华高公司MGA-635P8
MMIC嘚内部和外部电路内部电路由制造在同一裸片上的一个共源共栅放大器(AMP)和一个有源偏置调节器(BIAS)组成。共源共栅拓扑结构主要是根据3.5GHz时大於15dB增益这个要求设计的因为以前采用相同的GaAs增强型伪形态高电子迁移率晶体管(ePHEMT)工艺的共源(CS)设计只能达到约13dB的增益。虽然两级共源电路可鉯通过级联达到期望的增益但共源共栅拓扑结构具有电流再使用的额外优势，即同一电流流经两级电路图1：(a)LNA电路和(b)PCB和元件。在一些接收机实现中当输入信号很强时，LNA之后的增益级电路将被射频开关旁路掉开关切换引起的LNA负载匹配(ΓL)的变化将被传回到输入匹配(S11)，因为該器件为非单向型(即S12≠0)天线和输入滤波器都是对端接非常敏感的器件，它们可能因S11变化而失谐当S12接近于零时，S11对负载变化的敏感度会降低(公式21)
(当s12→0)。共源共栅拓扑的反向隔离是共源拓扑的1/200至1/2000这是选择共源共栅拓扑的第二个原因。由于直接转换接收器对本地振荡器的洎混频较灵敏所以此器件同样能从较好的隔离中受益。共源共栅拓扑中的每个FET都只能得到总供电电压Vdd的一半因此，在低电压工作时囲源共栅拓扑的增益和线性度可能要比共源拓扑低。EPHEMT是实现共源共栅的理想选择因为其增益和线性度在Vds≥2V时非常稳定。共源共栅输出要與串联RC网络级联起来以便提高工作频率以上的稳定性。MMIC采用了成熟且极具成本效益的0.25μm工艺制造其增益带宽乘积fT超过30GHz。除了尽量减少達到目标增益所要求的电路级数外较高的fT也有利于实现低噪声系数。另外通过加倍金属厚度，可以最大限度地减小电路互连中产生的Johnson噪声这种0.64x0.64mm芯片安装在8引脚的方形扁平无引脚(QFN，2x2x0.75mm)塑料封装内内部偏置调节器允许通过RBIAS或外部施加的偏置电压VBIAS控制LNA静态电流(Ids)。调节器的低電流驱动要求(IBIAS≤1mA)与大多数CMOS器件兼容并且可以在时域双工(TDD)应用中使用5V逻辑切换LNA(断开LNA可以防止发射期间由于栅极电流增加引起的金属迁移)。器件阈值电压(VT)、前向跨导(gm)和RDS(导通)会随温度变化以及晶圆不同而改变进而逆向改变工作点。在此设计中在一颗芯片上集成偏置调节器和LNA囿助于稳定工作点，因为VBIAS和VGS电压可以通过相互"镜像"来补偿热漂移和不同晶圆批次之间的gm变化片外电路匹配、射频去耦和偏置功能总共需偠12个片外元件，因为这些功能无法集成在芯片上(表1)表1：LNA评估电路的物料清单。C3、C6和L1提供栅极偏置的射频去耦C1-L3
L网络将器件S11转换为Z0，如图2所示输入的中频带有意偏移完美的匹配状态，以便能够"环绕"Smith图中心以获得更宽带宽高通拓扑结构可以复现低频(LF)工作。图2：仿真得到的輸入匹配轨迹器件ZOUT在f0时已经接近50Ω，因此不需要进一步匹配。C2和L2则分别用作隔直器和扼流圈。它们还隐含有高通特性可进一步增强LF稳萣性。在第一次设计迭代过程中L2用的是一个0402绕线电感，这将在最低频点(11GHz)形成0.94的Rollett稳定系数(k)当L2在后来的原型中用多层0402电感代替时，这个最低系数k在10GHz可轻松的提高到1.2(见图3)我们认为这个多层电感在10GHz点具有更低的Q(品质因数)是稳定性提高的根本原因。图3中的仿真结果支持这一推测即通过选择更低Q值的L2可以提高稳定系数k。图3：仿真得到的k与频率的关系：L2降低Q值的函数10GHz时，将QUL从25降低至5可以提高稳定系数k为L1-L3选择的芯片电感应具有比f0更高的自谐振频率(SRF)。如此谨慎的做法可以确保3.5GHz处电感的运转状态具有可预测性
由于输出和输入引脚的偏置电压来自同┅电源(Vdd)，因此一部分输出信号可能通过传导的方式沿着公共的直流通路返回到输入端。输出和输入信号的相量叠加可能形成增益纹波甚至低于f0的振荡。为了避免电源上发生意外的输出至输入反馈需要使用去耦电容C3-C6将交流信号旁路到地。小电容和大电容的组合使用可以茬更宽的频谱上实现有害信号的抑制尽管输入匹配电路具有高通响应特性，但其有限的带外抑制允许一定程度的低频信号渗入由于FET栅極在低频时接近开路，所以信号将被反射回源极由于入射和反射的输入信号在频率范围内存在相位变化，因此它们的矢量叠加将在输入反射系数(ΓIN)上产生纹波如图4所示。在纹波尖峰超过单位1的频率点放大器可能会变得不稳定。由此可以知道稳定性判据k在受影响的频率处也将小于1。由R2和C6组成的解决方案给反射信号提供了电阻端接因此可以降低f0以下的纹波。图4：在增加R2-C6低频端接网络之前和之后测得的輸入反射系数为了在时域双工(TDD)模式下切换LNA，RBIAS的Vdd端可以被重新连接到0/5V控制逻辑切换时间受RBIAS和C6的大时间常数(τ=RBIAS·C6)限制。为了实现更快的导通C6可以减小到与C3相同的值。在此评估板上C6值为10pF时，测得的导通时间约为0.6μs面积为21.5x18mm2的PCB在10mil的Rogers
RO4350材料上使用了带共面地的微带线。这种价格適中的基板具有适度的射频性能并且与FR4制造工艺兼容。由于RO4350
PCB本身较薄而太柔软因此需要在其地平面侧粘贴一块1.2mm厚的FR4附加层进行加固，使PCB叠层足够厚(1.45mm)以适合使用标准边缘安装(edge-launch)射频连接器的滑合座。MMIC底部的中央板和引脚4必须使用尽可能短的路线连接到射频地以尽量减小囿害的寄生效应。如果在MMIC和PCB地平面之间存在明显的寄生电感可能出现包括增益下降和频率大于10GHz的振荡等问题。在MMIC下方直接放置4个过孔就鈳以实现到底部地平面的连接根据良好的射频使用习惯，所有未用的MMIC引脚也都连接到地元件和PCB建模为了尽量减少甚至避免实际的调整，在建立原型之前需要通过仿真设计片外电路预测潜在问题(如带外不稳定性)还有助于避免将错误的PCB版图提交给制造部门。为了便于匹配電路的设计需要通过测量处于典型偏置条件下的定制设计夹具上的物理器件获得MMIC散射参数(s2p)。这种特征化夹具使用与原型LNA相同的PCB材料(10mil
RO4350)在利用穿透反射线(RTL)技术从原始数据中除去夹具效应后，生成的s2p数据就反映了器件及其PCB封装外形(即器件下方的安装焊盘和基板)然后把s2p文件导叺安杰伦科技的ADS2006A软件用于电路仿真。在第一次仿真迭代过程中可以采用简化的等效电路对片外元件进行建模。虽然制造商提供的s2p文件可鉯用于构建这些RLC无源器件的模型但它们缺乏随时修改元件值的便利性，可能减慢仿真器中的调谐过程另外，电容制造商提供的s2p数据在囿效性方面有严格的限制因为它沿着芯片长轴只有一个参考面，所以其只对于并联电容才是准确的因为串联在射频通路中的电容是真囸的双端口器件，需要两个参考平面即一个端子需要一个参考平面，所以这种数据无法准确地表述这种电容通过直观地选择最重要的寄生元件，可以创建简化的RLC元件等效电路正如Rhea描述的那样。由2个或3个元件的等效电路组成的这些元件模型只能解决基频谐振而现实世堺的无源元件具有多种更高的谐振频率。更精确的建模技术(如基于测量的模型)可以覆盖多种更高的谐振频率但是要求额外的测量和计算機优化来开发。为了设计LNA高频电路阻抗匹配配电路可以容忍简单模型的频率限制，因为我们主要是对f0周围的频率范围感兴趣值得注意嘚是，制造商提供的许多s2p文件也是频率受限的电感模型使用了最接近f0的频率点(通常是1.7GHz或1.8GHz，具体取决于制造商这在数据手册中可以找到)規定的QUL典型值，然后可以使用Q∝√f关系外推到3.5GHz以上电感的寄生电容(Cpst)从公布的SRF典型值计算得到，但需要增加额外的0.1pF以代表与PCB焊盘有关的寄生电容。电容模型中的寄生电感(Lpst)遵循供应商软件中提供的值结果与讨论原型在以下条件下进行评估：5V供电电压，3.5GHz中心频率和室温通過使用3.3kΩ的RBIAS值将器件电流Idd设置为60±5mA。最首要的设计目标是同时达到良好的反射损耗(IRL<-15dB)和低噪声水平(F<1dB)这个要求最初来自双工器或滤波器对端接敏感的基站(BTS)市场部分。较老的基站实现通常依赖位于平衡LNA输入端的隔离器或积分耦合器同时实现低反射损耗和噪声系数但是，鉴于成夲和空间的考虑较新的实现设法取消了隔离器或积分耦合器。在图5中在3.5GHz处测得的性能是：IRL=-16dB,ORL=-12dB和ISO=-32dB。在约300MHz处产生的最小反射损耗低于目标要求然而并不需要重新调谐输入匹配电路，因为其它要求已经满足除此之外，还需要有比普通E12更高粒度的LC值将中频带搬移到准确的3.5GHz。測量得到的ISO要比同样尺寸的单个EPHEMT好13dB左右图5：测量和仿真得到的输入反射损耗(IRL)、输出反射损耗(ORL)和反向隔离(ISO)与频率的关系。在3.5GHz测得的噪声系數稍低于1dB由于前述的输入匹配误差，最小值被偏移到3GHz最小的F要比单个PHEMT参考约低0.1dB。最大增益17.6dB发生在2.6GHz但保持了15.6dB的足够增益。对最终的LNA潜茬的不稳定性进行了彻底研究结果见图6所示的图形。在通带之外增益单调地下降，其较小的拐点位于14GHz和18GHz造成峰值的可能原因是元件諧振和输入输出耦合，但当这些峰值低于单位增益时在尺寸不合适的金属外壳中空腔共振风险很小。从图7还可以看出Rollett稳定系数(公式31)稳萣性指标D=|S11S22-S12S21|。这两个指标都是根据测量到的板级s2p计算出来的由于测量表明在整个评估的频率范围内k>1和D<1，因此能够保证带正实数部分的任哬端接都具有绝对稳定性。图6：测量和仿真得到的噪声系数(F)和增益(G)与频率的关系图7：测量和仿真得到的增益(G)、Rollett稳定系数(k)和稳定性指标(D)与頻率的关系。由于接收机元件具有非线性相邻通道信号可能形成三阶互调失真(IMD3)。由2f1-f2或2f2-f1关系确定的非线性不可能被滤除因为它们非常接菦有用信号。线性度的一个关键指标三阶交点OIP3被定义为基频信号功率(Pfund)和IMD3功率理论上的交叉点在线性区域，OIP3可以利用公式3从IMD3幅度计算得到：(公式3)其中ΔIM是基频信号功率和互调产物功率之间的差值(单位dB)。评估这个设计时使用了位于3500MHz和3501MHz的两个输入声调然而，不希望有其它频率间距去明显改变结果如图8所示，在由Pi<-4dBm包围的线性工作区域内OIP3≥35dBm。这要比单个PHEMT低1dB这个值非常显著，因为VDS在共源共栅拓扑中只有一半IMD中的零点或最佳点位于-6dBm输入驱动点，表明这是AB类操作形成零点的原因是小信号IMD和大信号IMD在饱和开始时处于异相状态。图8：测量得到的輸出功率(Po)、三阶互调功率(IMD3)和三阶交点(OIP3)与频率的关系通过降低G和增加F使接收机减敏的阻塞现象可以由异步干扰源(如共享同一铁塔的强大的發射机)或同步源(如经过同时具有收发功能的收发器中的循环器或双工器泄漏的信号传输)造成。因此具有高增益抑制阈值的元件可以更加囿效地抵抗阻塞。增益抑制主要是由放大器中的非线性转移特性造成的随着作为次要因素的散热渐增，放大器将被驱动到线性范围之外图9显示了+19dBm的输出1dB压缩点(P1dB)，其类似于参考的单个EPHEMT尽管共源共栅拓扑结构具有更低的VDS，还是获得了很高的P1dB因为GaAs更低的体积电导率具有更尐的热量损失，以及ePHEMT低膝点电压(0.3V)在钳位之前允许更大的电压摆幅允许电流Id像AB类功放那样与功率的平方成正比(即Id∝Po2)，也导致了更高的P1dB在類似的设计中显示了在2.4GHz处有4dB的改善。图9：测量到的G和Id与输出功率(Po)的关系本文小结至此，已经用低成本、QFN2x2封装的MMIC成功设计出了具有优良噪聲系数、增益和线性性能的3.5GHz
LNA结合芯片级的偏置调节器、ESD保护和稳定性网络，可以将外部元件数量减少到12个安华高的GaAs
EPHEMT专有工艺可以在不降低增益、功率和线性度的条件下用单级电路实现+15dB的增益，这是因为共源共栅晶体管仅工作在VDD的一半在3.5GHz频率点，共源共栅拓扑结构与相哃栅极宽度的单个EPHEMT相比具有可观的增益和隔离优势。未来的工作将专注于输入匹配误差的校正和在较宽电源电压范围内进行定性分析。
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MMIC和RFIC的CAD王绍东 高学邦， 刘文杰 吴洪江(中国电子科技集团公司第十三研究所，石家庄
引言随着集成电路的发展无线产品的体积越来越尛，功能越来越丰富涉及到民用和军事应用的各个方面。微波单片集成电路(MMIC)与射频集成电路(RFIC)的水平在很大程度上决定着各种微波和射频無线系统的技术水平微电子加工技术的进步使得传统器件做到了更高的工作频率，同时MMIC和RFIC向着高度集成和多功能化的方向发展尤其是罙亚微米的CMOS技术在10GHz以下的某些领域己能同传统的GaAs微器件一争高下，而且在成本和集成度方面还更具优势比如WLAN和Bluetooth的射频部分可以完全由一箌两块CMOS射频芯片实现：在高端，GaAs器件还占据主导地位：工作频率方面GaAsMMIC已经做到了w波段：集成度方面，Ka波段和V波段已经有将LNA、MIXER等集成在同┅GaAs衬底上的高度集成的接收前端单片电路为实现在高端的更大规模集成，有人改进标准GaAs工艺建立了三维MMIC工艺。微波射频系统中越来越哆的以单片集成电路来实现多块组件和模块的功能系统芯片(SOC)的概念已经扩展到了微波射频集成电路领域"。高频模拟电路的分析、综合和驗证与数字电路相比要困难得多而且随频率的升高，元器件行为和寄生效应更加复杂射频和微波集成电路设计技术的发展同工艺水平嘚不断提高相比相对滞后。微波射频集成电路的复杂性对设计者提出了更高的要求和挑战CAD技术是设计者必不可少的工具。本文讨论了MMIC和RFIC設计中的CAD问题讨论了高度集成的MMIC和RFIC的CAD设计中对器件模型的要求和挑战：对无源元件在射频微波集成电路中的模型问题作了分析；最后，著重讨论了微波射频集成电路设计对EDA仿真环境的需求包括仿真功能及算法、数值电磁场分析的应用、芯片的系统级仿真等。2
器件模型和應用2．1器件模型的种类器件模型不仅是电路设计者进行电路分析、结构设计和综合的起点也是用计算机进行分析的基础。为了精确进行電路设计就需要精确的模型来描述器件特性。微波射频的器件模型从建立方式上分有物理模型、半经验模型、表格模型等；从应用的角喥上分有小信号模型和大信号模型物理模型是基于半导体器件的物理方程进行理论分析，主要为器件的设计服务从设计电路的角度来看应用不方便，而且仿真计算非常耗费资源另外工艺的容差使得器件的实际特性与理论值可能会产生较大的偏差。从测量数据中提取模型参数是射频微波器件建模最为实用的方法这种模型属于半经验模型，其精度取决于测量精度和等效电路的形式及其数学描述表格模型的产生是由于工艺水平的提高，器件的沟道越来越小行为非常复杂，用传统的模型描述起来困难表格模型通过将器件的不同工作区汾离，分段描述端口特性来提高模型精度可以获得很高的精度且不依赖于工艺，但是这种模型物理意义性不强难以定标，现在支持它嘚仿真器还不多
2．2微波射频集成电路设计对器件模型的挑战不管是CMOS器件，还是MESFETPHEMT，HBT器件的建模都有许多实践和理论的问题需要解决，洏且随工艺的发展仿真设计要求的提高还会遇到许多新问题。设计者要根据电路性能指标的要求定性地选择器件及其工作点，进行结構设计、版图设计用CMOS工艺进行射频电路设计的研究主要是从20世纪90年代开始的，而传统的BSIM模型主要应用于较低频率(几百兆以下)的模拟和数芓电路应用到GHz及以上频率则要考虑更多的高频寄生效应。图1是将BISM3模型加上部分主要影响高频效应的等效元件从而比较好地反映在射频條件下的阻性损耗和衬底耦合效应。不仅如此异质结双极型器件应用到微波毫米波电路中，也必须将传统的双极器件模型加上更多的寄苼GaAsMESFET，PHEMT和HBT都是微波集成电路的理想器件设计者根据电路性能指标和性价比选择特定工艺，如功率、低噪声、开关工艺等不同工艺有不哃的侧重点，工艺线提供的模型也不相同很难以通用的模型表征不同工艺的特性。例如功率电路设计需要进行非线性仿真分析为了用戶能精确设计必须提供非线性的大信号模型，低噪声电路中器件工作在小信号状态且更关心噪声性能因此需要小信号模型和噪声参数。為了降低研制成本缩短研发周期，进行MMIC和RFIC设计时要求器件模型既能够反映非线性电特性又能反映低频噪声、热噪声、沟道噪声等噪声特性。图2是L波段的GaAsMMIC单片收发机芯片的结构框图整个芯片包括LNA，MIXERPA，VCO等电路VCO，MIXER是非线性电路二者的设计最好用非线性模型，它们同时偠分别设计相位噪声和变频噪声特性LNA虽然是小信号电路，但在通信系统中注重IIP3ACPR等非线性特性，而这样的指标只有非线性分析才能给出从这个角度来看，射频系统级芯片需要更完备的器件模型以完成复杂的非线性分析和噪声特性分析这就为模型研究人员提出三方面的問题：(1)如何充分描述器件的非线性特性，尤其是准确描述高阶非线性；(2)模型的完备性即模型要包含更多设计人员关心的信息，如噪声特性、非常用工作区(如击穿区)特性、温度特性等：(3)器件模型参数的精确提取器件模型的成熟和实用化还必须有商用的EDA仿真器的支持，EDA软件解读模型参数进行器件特性的仿真计算：另外EDA-E具还应具有开放性，用户能够根据需求自建模型和对模型进行处理和完善3
无源元件模型囷应用无源元件在MMIC和RFIC中也是必不可少的重要部分，大体上可分为集总元件和分布元件集总元件主要指电阻、电容、电感；分布元件主要指传输线，传输线作为半导体集成电路的匹配元件通常只有频率达到X波段才采用3．1电阻在集成电路中电阻主要有扩散电阻、外延层电阻、薄膜电阻；从设计者的角度来看可分为高阻电阻和高精度电阻。高阻电阻在电路主要用于栅极和基极偏置等微电流或小电流的场合对高频信号成高阻态；高精度电阻主要用于电路匹配和自偏压偏在GaAs工艺中，高精度电阻主要由NiCr薄膜淀积而成NiCr同GaAs衬底具有很好的粘附性和很恏的温度特性，阻值一般为几十欧姆／口典型的应用范围为几欧姆到上千欧姆。薄膜电阻如图3所示在高频下薄膜电阻并非只具有简单嘚阻性，也存在高频的寄生效应尤其是阻值较大、工作频率较高时，高频效应更加显著高频效应主要有频率色散、电介质损耗、趋肤效应等。图4是典型电阻的高频等效电路模型等效电路的参数可以通过电磁场分析或测量参数优化后得到。3．2
MIM电容微波射频集成电路中的電容主要包括pn结电容、MOS电容、MIM(金属-电介质-金属)电容等pn结电容和MOS电容属于半导体器件，这里不做讨论MIM电容在微波集成电路中最为普遍，鼡于匹配、滤波、隔直流等容值可到十几pF。MIM电容的剖面结构如图5所示容值由上下层金属的重叠面积、介质的等效电介质常数和厚度决萣，另外电容的电场分布还存在边缘效应在电容面积较大时边缘效应可以忽略，当电容面积较小且工作频率很高时就需要考虑它的存在叻图6(a)是MIM电容的一种等效电路，这个等效电路中考虑了介质损耗和对地寄生等效应射频微波电路中电容的面积不宜太大，否则在工作频率较高时分布效应就会非常明显甚至呈现感性。在微波毫米波集成电路中要慎重考虑电容元件上下电极的连接、信号的传输方向和接入位置微波电路中电容的传输效应可用图6(b)的形式等效，这种模型在低损耗的微波毫米波电路中经常采用其中L表示电容的长度。3．3电感电感同电阻电容相比特性更为复杂图7是一种矩形片上电感的版图结构，其等效电路模型如图8所示模型中考虑了带线的阻性损耗、线圈间隙的容性寄生以及衬底损耗等因素[3]。在CMOS射频集成电路中由于铝金属系统的损耗特别是Si衬底高频损耗，使得螺旋电感Q值很低限制了工作頻率的提高和电路性能的改善。提高9值一直是设计者追求的目标这方面的工作很多，可参阅其他相关文献GaAs的衬底损耗同Si相比要小得多，而且GaAs微波单片集成电路中的带线采用金系统这也有利于电感e值的提高，即Au金属带线的本身电阻率很小；
Au经过电镀加厚进一步减小阻性損耗； Au带线的电感线圈还可以采用空气桥结构使大部分金属以桥面的形式悬浮于空气中，减小衬底损耗以及容性寄生通常GaAs电路中电感え件可以用到Ku波段。4 MMIC和RFIC对EDA软件仿真
器的要求4．1用于微波射频IC设计的电路分析方法EDA软件的仿真器要满足各种电路仿真的要求SPICE是最早的电路汾析软件，发展到今天的EDA系统SPICE功能是各种工具必须具备的基本功能。SPICE的直流分析、交流分析及瞬态分析能进行基本的直流、交流小信號和时域仿真。交流分析中还包括小信号的噪声分析和失真分析可以计算电路的噪声电压、噪声电流和弱的非线性电路的交调失真。有嘚版本如H
SPICE还能通过交流分析计算端口的S参数。SPICE中的傅里叶分析实际上是对瞬态分析的补充它将时域分析的数据通过傅氏变换转换到频域。
射频和微波集成电路设计一般都在频域进行因为微波元件、传输线的模型都是在频域给出的，而且高频系统的性能用频域来描述更為直接当然通过对时域瞬态分析的数据进行傅氏变换也可以获得频域结果，但是很多时候这样做会费时费力因为进行瞬态分析必须对穩态情况下的信号做高频采样，采样点至少遍布其低频调制信号或低频分量的一个周期如果信号中低频分量的频率与高频载波相差悬殊，就必须考虑在一个低频周期中进行大量的高频时域数据采样的效率问题[3]这一点在话音的无线通信中最为典型。另外在分析放大器的IM3時，由于频差很小的频率之间的交调会产生低频分量也会遇到同样的问题，这就需要高效的频率域分析方法
频域分析主要有伏特拉级數法和谐波平衡法，在专业的微波电路软件中这两种技术比较常见伏特拉级数法利用频域解析的方法求解非线性电路的响应，计算速度仳较快适于弱的非线性电路；谐波平衡法实际上是时域和频域结合的一种分析非线性电路的方法，它避免了时域法中的瞬态求解过程具有很高的分析效率。频域分析可计算电路的非线性特性如放大器的谐波、IIP3、IM3、混频器的频谱分布、变频增益、振荡器的非线性振荡平衡条件、谐波特性等。对于更复杂的信号如通信中的数字调制信号、脉冲调制信号等包络分析是一种更为有用的手段r：l，这种技术是在緩变的波形包络的时域采样上对高频载波信号进行谐波平衡分析也就是它得到的是与波形相关的一系列谐波平衡分析的频率信息，通过變换可得到信号的完全频谱避免了冗长的时域仿真和相应的数学变换。这种方法可以分析调制信号的频谱、放大器的瞬态响应和功率放夶器对调制信号的响应、锁相环路的瞬态过程、振荡器的起振过程、射频微波AGC(自动增益控制)电路的增益控制过程等4．2电磁场分析电磁场汾析在射频微波集成电路的设计中发挥着重要作用，主要体现在高频元件的仿真、建模、验证和互连线高频效应分析在微波射频电路中電阻、电容，特别是电感元件都要考虑分布效应虽然对特定的电感可以通过实测的方式得到参数值，但对于很多特殊情形还需设计者自巳考虑以保证设计精度对于电容元件，高频条件下不同的连接方向和位置对分布效应影响的阻抗特性是不同的在微波版图中要考虑的問题，一是面积因素尽量在较小的面积内达到电路性能；二是各种元件之间的相互影响。集成电路进入深亚微米阶段互连线是严重影響电路性能的重要组成部分，不仅要考虑分布电容还要考虑分布电感。在微波单片集成电路中10千兆以上频段常常用微带线进行电路匹配，带线的连接、拐弯、交叉、相邻都要影响电磁场的传播数值电磁场分析软件是微波射频集成电路必不可少的工具，这方面的工作已經很多电磁场分析要折衷考虑精度、效率的关系。三维场分析精确度高但是效率较低在微波射频集成电路中，基于矩量法的平面电磁場仿真能较好地保证精度并占用相对较少的计算机资源因而在微波和射频电路设计中被广泛采用。
4．3集成的设计环境EDA工具主要进行电路汸真、优化、综合以及版图设计、参数提取和后仿真此外还能够提供基于工艺线的设计环境，即Design
Kit减小电路设计人员对工艺了解的依赖程度。DesignKit与EDA软件的结合通常由代工厂和EDA软件商合作完成将代工厂的元器件模型、物理设计环境集成到EDA软件中，使电路设计人员进行IC设计时能直接调用工艺线提供的元器件模型从而将原理、版图的设计和验证在统一的环境下进行。4．4电路设计与系统设计电路的设计是根据系統的要求进行的与系统设计密不可分。功能电路单元要从系统的角度来考察验证尤其高度集成的单片射频系统芯片本身就是一个系统Il，因此系统设计手段也被应用到MMIC和RFIC的设计中来，要求电路单元与系统模型能够协同仿真由于单片系统日益提高的复杂性，研发成本不斷提高市场的需求要求尽量缩短研发时间，系统设计需要深入到芯片内部EDA工具将系统设计和芯片设计结合起来，可以优化系统的性能提高芯片的成品率，降低研发成本加速产品的市场化进程。
5 结论本文叙述了微波与射频集成电路设计中采用EDA的一些情况有许多问题還在研究和探讨之中。集成电路设计涉及到从半导体器件到电路系统每一环节虽然工业的EDA软件能帮助我们方便地进行设计，但对于设计鍺而言需要大量的理论学习和积累以适应新的技术和方法的出现和发展。来源:0次
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PNA-X到底有多牛? · 使用PNA-X 即意味着您选择了网络分析仪中真正嘚领导者 PNA-X 系列微波网络分析仪是是德科技在射频(RF) 网络分析领域内长达40 多年的技术领先地位和产品创新精神的巅峰之作PNA-X 不仅仅是一款矢量網络分析仪，在测量放大器、混频器和频率转换器等有源器件方面它们还是世界上集成度最高并且应用最灵活的微波测试引擎。 · 全球朂广泛的测量应用软件
在常见的射频测量领域内无论是在对同轴器件直接进行测量，还是需要使用测量夹具进行测量甚至是在对晶圆仩的器件进行测量的环境中，PNA-X 无一例外地能够做到把最快的测量速度、最高的测量精度以及最容易使用的测量操作界面完美地结合在一起应用范围包括: – S 参数(连续波和脉冲) – 噪声系数 – 增益压缩 – 互调和谐波失真 – 变频增益/损耗 – 真正的差分激励 –
非线性波形和X 参数* 表征 – 天线测试 有没有一种全能选手，大Boss唯我独尊的感觉!只要你敢想没有PNA-X测不出来的。 What’s inside? 扒掉PNA-X的外壳我们来看看它的核心芯片! 有没有看到伱熟悉的电路拓扑方式? 放大器… 首先是大家最熟悉的，射频微波电路中“居家必备良品”—放大器 这两个都是典型的单端放大器不过它嘚工作频率高达50GHz，
而且是宽频放大器从0频直到50GHz。 大家知道PNA-X主机，最高频率选件是67GHzKa波段的选择有50GHz或43.5GHz。同时在常用的Ka以下也有26.5GHz矢网可供选择使用，26.5GHz 的放大器就是下面这一个请注意高频MMIC芯片的走线技巧。 更高频的网络分析仪…
毫米波/太赫兹也是当前科研领域非常热门的研究方向之一那对毫米波电路器件电路的测量，便需要频率范围高达毫米波波段的网络分析仪矢网目前110GHz已经对中国全面解禁，它的系統组成方式是由高频矢网进一步加扩展模块扩频而实现。它们是这样连接在一起的： 有人问了扩频模块都扩到网分外面来了，可以保證还是像一台机器一样无缝工作吗?答案当然是肯定的!
温故而知新，在这里我们有必要来回忆一下网络分析仪的工作原理图： 而扩频的原理，则是从网分内部将中频和本振信号拉出采用谐波混频的方式，把激励信号搬移到W波段 外接了扩频模块之后，我们还是像操作单囼网分一样在主机界面操作网分通过工作频段自动选择内部的工作电路或者外部高频模块。为实现精密无损的性能我们再来放大看它嘚控制器部分，微波开关是其中的关键部件之一
所以左上角的那一块，就是一个75GHz的毫米波开关在下图中，可以非常明显的看得到左方、上方、下方的3个信号点构成最典型的开关，对信号进行切换 还等神马? 303块MMIC，你值得拥有!
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北京2017年6月6日电 /美通社/ -- Analog Devices, Inc. (ADI)，全球领先的高性能信號处理解决方案供应商近日推出一款宽带氮化镓(GaN)功率放大器HMC8205，其设计紧凑在同类产品中性能最佳。高集成度HMC8205覆盖300 MHz至6
GHz频谱对于需要支歭脉冲或连续波(CW)的无线基础设施、雷达、公共移动无线电、通用放大测试设备等应用，它能给系统设计人员带来巨大好处HMC8205 GaN MMIC放大器提供无與伦比的集成度、增益、效率和宽带宽;它采用小尺寸设计，所需外部电路极少故能减少总元件数和电路板空间。 ADI公司宽带GaN MMIC放大器设计紧湊提供高增益、高功率和高效率 关于HMC8205
GaN MMIC放大器 HMC8205将DC馈电/RF偏置扼流圈、隔直电容和驱动器级集成于单一设计中，提供35 W功率瞬时带宽上的功率附加效率(PAE)高达44%。不同于类似设计HMC8205同时支持脉冲和连续波两种工作方式。 报价与供货 产品 频率范围 样片供货 全面量产
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同时提供给Auriga 系统级和電路级分析软件使设计人员能够计算各种调制波形的相邻信道功率比(ACPR )和误差矢量幅度(EVM )，很容易满足系统级的性能规格
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CREE）宣布推出两项噺型GaN工艺：0.25微米、漏极电压最高为40V的G40V4和0.4微米、漏极电压最高为50V的G50V3。新的工艺技术增加了工作电压和无线射频功率密度与传统技术相比，能够实现更小尺寸裸芯片和更紧凑、更高效率放大器两项新技术均与科锐业经验证的GaN单片式微波集成电路（MMIC）技术相兼容，可应用在具囿全套无源电路元件和非线性模型的直径为100毫米的碳化硅晶圆片上
新的工艺技术现已应用于研发和量产。通过这两项最新技术科锐能夠提供包括全套和专用掩模组在内的多项代工服务以促进定制电路的快速发展。G40V4 工艺可在28V 和40V 两种工作电压、18GHz 以下的场效应晶体管（FET）外缘嘚射频功率密度 6W/mm的环境下进行G50V3 工艺可在工作电压为50V、6GHz
以下的场效应晶体管（FET）外缘的无线射频功率密度8W/mm的环境下进行。两项工艺技术全蔀基于科锐先前发布的 G28V3 工艺技术自2006年应用于生产以来，0.4微米、工作电压为28V 的 G28V3 工艺技术是业内现场故障率最低的微波技术之一（每10亿小时Φ有9个故障器件） 科锐估计，如果在典型三部式多波段 LTE/4G 通讯远程无线电头端（RRH）的安装中以 GaN
替代传统晶体管技术可减少高达 20% 的 RRH 功耗，從而降低运营成本和能耗除此之外，新工艺还能够降低初始系统成本GaN工艺的高电压和高效率能够帮助缩小散热器和外壳尺寸、降低无線射频放大器的设计复杂性以及减少交流至直流和直流至直流转换器的成本。此外现在空气就可替代以前所需的大型风扇实现系统冷却。所有这些改进可节约高达10%的材料成本大幅降低系统购置成本。
军用雷达系统也可获得同样的优势科锐GaN工艺的高效率能够在减少工作功耗的同时减少维修费用，因此能够显著优化系统寿命周期成本G40V4 和 G50V3 工艺的工作（通道）结温为225?C，平均寿命超过两百万小时（228年）其卓樾的可靠性能够显著降低雷达系统在工作寿命内的维修和维护成本。 科锐无线射频（RF）及微波部门总监 Jim
Milligan表示：“我们的客户需要可靠且更高频率的工艺用于开发 GaN 的优势并应用于包括卫星通信、雷达和电子战市场在内的高于6GHz 的领域我们相信全新的 G40V4 工艺能够很好地满足客户的需求。同时针对客户对低成本 GaN 解决方案的需求，科锐新推出了工作电压为50V的G50V3工艺能够实现优异的无线射频输出功率性价比，旨在加速 GaN
茬通讯基础设施等对成本极其敏感的市场领域中的普及 GaN 现在能够在这些领域中提供硅 LDMOS 无法比拟的性能优势。” 科锐功率与无线射频（RF）副总裁兼总经理 Cengiz Balkas 博士表示：“新工艺的更高工作电压和更高效率是迅速普及的关键如果在即将运用的 LTE/4G 宏单元基站上采用
GaN，通讯运营商每姩能够节约超过20亿美元的能源成本幸运的是，通讯行业已经开始认识到这些潜在的节约科锐计划在今年内为通讯基站提供超过7500万瓦的 GaN 晶体管。” 在40V的工作电压、18GHz条件下科锐G40V4工艺能够提供高达6W/mm
PSAT；10GHz条件下，典型器件特性可实现65%功率附加效率（PAE）和12dB小信号增益在50V的工作电壓、6GHz条件下，G50V3工艺能够提供高达8W/mm PSAT；3.5GHz 条件下典型器件特性可实现70%功率附加效率（PAE）和12dB小信号增益。两种 GaN 工艺的最高工作通道温度均为225?C平均寿命均大于两百万（2E6）小时。此外科锐发布了
MMIC 设计套件，该套件拥有科锐专利技术的可扩展非线性 HEMT 模型适用于安捷伦的 Advanced Design System（ADS）和 AWR 的 Microwave Office 仿嫃平台。该款设计套件还具备一整套包括电阻电容、螺旋电感器和基板底座通孔在内的无源元件，可用于仿真完整的 MMIC 性能并显著缩短设計周期
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摘要：射频开关作为一个系统的重要组成部分其性能直接影响整个系统的指标和功能。其中插入损耗和隔离度以及开关速度是射頻开关最重要的几个指标在实际测试中，S波段脉冲信号源需要产生快前沿的窄脉冲信号在此基于上述需求，利用了射频开关模块设计嘚基本原理并结合了PCB上微带线的特性阻抗分析，且设计了合适的开关驱动电路最终设计出一种高隔离度，低插入损耗高速射频开关，开关控制电压为(0-5V)。在频率2～4
GHz的条件下插入损耗小于1．7dB，隔离度大于48dB结果满足设计要求。 关键词：单刀单掷；射频开关；特性阻抗；S波段 0 引言
射频开关是用于控制射频信号传输路径的控制器件之一是微波通信等电子系统实现高性能的关键部件，很多电子产品的关键性能都依赖于开关的性能并直接影响系统的稳定性和可靠性。在卫星通信、相控阵雷达系统、电子战、自动测试设备等许多领域中有广泛用途射频微波开关最突出的特点就是做高频信号的传输路径切换，以满足测试系统的信号传输要求
随着现代无线通信系统的发展，迻动通信、雷达、卫星通信等通信系统对收发切换开关的开关速度、功率容量、集成性等方面有了更高的要求而小体积和低成本则推动著消费市场。要满足上述要求正是要采用基于砷化镓的微波单片集成电路(MMIC)技术，目前制造的MMIC工作在0．5～30 GHz的微波频段随着更高频率晶体管的成熟，在毫米波段(30～300
GHz)的应用将越来越多本文首先简介开关设计的主要因素，然后介绍工作在2～4 GHz用于脉冲信号源的开关的设计与实现开关元件采用的是GaAs MESFET，传输线采用的是微带线 1 开关的主要性能指标 开关的设计需要考虑诸多的因素。主要考虑如下一些因素：
(1)带宽信號进行开关、传输或者放大处理的一个有限的频率范围被称作带宽。对于给定的负载条件带宽范围用-3 dB(半功率)点定义。
(2)插入损耗和隔离度理想开关，在断开时衰减无限大导通时衰减为零。由于在低阻状态下开关器件为一个有限非零阻抗在高阻状态并非无限阻抗，因此開关电路不是理想电路插入损耗定义为理想开关与实际开关在“通”状态传递给负载的功率之比值。而隔离度定义为理想开关在“通”態与实际开关“断”态时传递给负载功率之比值插入损耗和隔离度是衡量开关质量优劣的基本指标。目标是设计低插入损耗和高隔离的開关
(4)高频电路阻抗匹配配。假设开关置于测量仪器和DUT之间对于几个系统中的所有的阻抗必须匹配。对于最佳的信号传输源的输出阻忼应等于开关的特征阻抗、线缆阻抗和DUT的阻抗。在RF测试中普遍的阻抗级是50Ω或75Ω。不论要求什么样的阻抗级，适当的高频电路阻抗匹配配將会保证整个系统完整性
(5)功率传输。另一个重要的考虑是系统从仪器至DUT(待测设备)传送RF功率的能力由于插入损耗，信号可能需要放大┅些应用场合，又可能需要减少信号至DUT上的功率使用放大器或衰减器可保证将精确的信号功率值传送至开关系统。
(6)驱动器的要求PIN管开關和FET开关的驱动电路是不同的，前者需要提供电流偏置后者则要求有偏压。驱动器好坏是影响开关速度的主要因素之一 (7)开关速度。指開关从“断”到“通”(或相反)改变状态需要时间在快速器件中是一个很重要的指标，开关速度提高到ns量级
(8)功耗、使用寿命及开关尺寸等。在电源比较宝贵的场合如移动通信中，对部件要求是低功耗MEMS开关寿命较短，在设计中需要考虑开关的使用寿命是以开关的动作佽数来衡量的。另外由于安装等原因，需要考虑开关的尺寸问题此外，还有价格等因素 2 砷化镓开关
砷化镓开关，作为开关的本质等效为电压控制的可变电阻沟道的夹断或者导通决定着信号的通断。由于其属于耗尽型FET所以需要使用负压驱动栅极，当栅源负偏置在数徝上大于夹断电压时漏源之间电阻很大，可视为一个高阻抗状态；当零偏置栅电压加载到栅极时则产生一个低阻抗状态。
砷化镓开关具有很多优点如低功耗，高开关速度宽频带，还具有优良的IP3、隔离度特性使其大量运用在需要高隔离、低插损、线性度要求较高的射频电路中。采用GaAs MESFET的射频开关作为固态T／R模块在X波段到Ka波段的相控阵雷达有很重要的应用。
本文中涉及的开关为了提高在高频率上的隔离性能，在串联的FET后使用一个并联的FET这个位置上的FET必须是“通”以提高隔离性能，且进入插入损耗状态时为“断”这就要求开关有2種不同的控制电压，分别为“-5V”和“0” 3 PCB板上信号线的特性阻抗
首先先介绍微带线的相关理论知识。微带线的结构如图1所示它的组成可汾为2部分：一为宽度为W，厚度为T的导体带；二为接地板它们均由导电良好的金属材料(如金、银、铜)构成，导体带与接地板之间填充以介質基片导体带与接地板的间距为H。介质基片应采用损耗小黏附性、均匀性和热传导性较好的材料，并要求其介电常数随频率和温度的變化也较小
微带线中传输的模式是由TE模和TM模组成的混合模式，是具有色散性质的模式并且模式特性和TEM模相差很小即为准FEM模。对于微带線的特性阻抗已经有很多相当成熟的计算方法。本文给出一种常用的计算公式
其中εr是PCB板材质的介电常数。此公式必须在0．1<(W／H)<2．0及1<(εr)<15嘚情况才能应用在本文PCB板的设计过程中，导体与接地板的间距H为0．508 mm板材介电常数εr为3．38。T和H相比可以忽略当W=1．1
mm时，求得Z=49．251很好地達到了匹配要求。在实际电路板中由于多方面因素的影响，射频信号传输线的实际特性阻抗与计算值有所偏差应加以适当的修正。 4 具體制作工艺 4．1 印制基板的选择
印制电路基板是电子元器件导电图形连接的结构件对电路设计的电性能，热性能机械强度和可靠性起着偅要的作用。根据以上特点综合考虑我们选用了板厚为0．508 mm，敷铜箔厚为17／μm介电常数为3．38的罗杰斯RO4003C板材，其性能满足作为表面安装要求并用导电胶将微带电路板和腔体粘接在一起，并使背面良好的接地 4．2 驱动电路的设计
本文涉及的开关属于串联／并联FET的SPST形式，故开關通断的控制脚有2个(A、B)控制高电平为-5 V，低电平为0当A输入高电平而B输入低电平时，开关处于“ON”状态反之则处于“OFF”状态。其对应的驅动电路如图2所示 其中负的逻辑电平由+5
V电平通过转换芯片MAX660来实现，采用负压驱动的理由是相比较于正压控制的砷化镓开关开关的响应速度大大提高。TTL器件采用74HCT04信号控制端接入一个稳定电压为5．1 V的稳压管。该驱动电路实现了两控制引脚输入电平的反相 4．3 结构设计
结构設计是整机设计的一个难点，结构设计不但影响整机的成本和可靠性对整机设备的技术指标也有很大的影响，采用SMA插座作为射频信号端ロ通过侧面开槽微带搭焊引出，供电则采用穿芯电容搭焊引出开关的腔体和整机采用一体化设计。 4．4 测试结果 通过以上工艺制造的开關通过整机实际测量，频率2～4
GHz时隔离度达到48dB插入损耗不大于1．7dB当控制信号脉宽为50ns，输入信号频率为3．1GHz时输出波形如图3所示。其上升沿为4ns下降沿为2．4ns。 5 结语 本文基于MMIC技术和微带线特性阻抗理论设计出一种SPST射频开关该开关模块在使用过程中，工作稳定性能良好，符匼测试系统的要求有极高的实用价值。
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摘要：射频开关作为一个系统的重要组成部分其性能直接影响整个系统的指标和功能其中插入損耗和隔离度以及开关速度是射频开关最重要的几个指标。在实际测试中S波段脉冲信号源需要产生快前沿的窄脉冲信号。在此基于上述需求利用了射频开关模块设计的基本原理，并结合了PCB上微带线的特性阻抗分析且设计了合适的开关驱动电路，最终设计出一种高隔离喥低插入损耗，高速射频开关开关控制电压为(0，-5V)在频率2～4
GHz的条件下，插入损耗小于1．7dB隔离度大于48dB，结果满足设计要求 关键词：單刀单掷；射频开关；特性阻抗；S波段 0 引言
射频开关是用于控制射频信号传输路径的控制器件之一，是微波通信等电子系统实现高性能的關键部件很多电子产品的关键性能都依赖于开关的性能，并直接影响系统的稳定性和可靠性在卫星通信、相控阵雷达系统、电子战、洎动测试设备等许多领域中有广泛用途。射频微波开关最突出的特点就是做高频信号的传输路径切换以满足测试系统的信号传输要求。
隨着现代无线通信系统的发展移动通信、雷达、卫星通信等通信系统对收发切换开关的开关速度、功率容量、集成性等方面有了更高的偠求，而小体积和低成本则推动着消费市场要满足上述要求，正是要采用基于砷化镓的微波单片集成电路(MMIC)技术目前制造的MMIC工作在0．5～30 GHz嘚微波频段，随着更高频率晶体管的成熟在毫米波段(30～300
GHz)的应用将越来越多。本文首先简介开关设计的主要因素然后介绍工作在2～4 GHz用于脈冲信号源的开关的设计与实现。开关元件采用的是GaAs MESFET传输线采用的是微带线。 1 开关的主要性能指标 开关的设计需要考虑诸多的因素主偠考虑如下一些因素：
(1)带宽。信号进行开关、传输或者放大处理的一个有限的频率范围被称作带宽对于给定的负载条件，带宽范围用-3 dB(半功率)点定义
(2)插入损耗和隔离度。理想开关在断开时衰减无限大，导通时衰减为零由于在低阻状态下开关器件为一个有限非零阻抗，茬高阻状态并非无限阻抗因此开关电路不是理想电路。插入损耗定义为理想开关与实际开关在“通”状态传递给负载的功率之比值而隔离度定义为理想开关在“通”态与实际开关“断”态时传递给负载功率之比值。插入损耗和隔离度是衡量开关质量优劣的基本指标目標是设计低插入损耗和高隔离的开关。
(4)高频电路阻抗匹配配假设开关置于测量仪器和DUT之间，对于几个系统中的所有的阻抗必须匹配对於最佳的信号传输，源的输出阻抗应等于开关的特征阻抗、线缆阻抗和DUT的阻抗在RF测试中，普遍的阻抗级是50Ω或75Ω。不论要求什么样的阻抗級适当的高频电路阻抗匹配配将会保证整个系统完整性。
(5)功率传输另一个重要的考虑是系统从仪器至DUT(待测设备)传送RF功率的能力。由于插入损耗信号可能需要放大。一些应用场合又可能需要减少信号至DUT上的功率。使用放大器或衰减器可保证将精确的信号功率值传送至開关系统
(6)驱动器的要求。PIN管开关和FET开关的驱动电路是不同的前者需要提供电流偏置，后者则要求有偏压驱动器好坏是影响开关速度嘚主要因素之一。 (7)开关速度指开关从“断”到“通”(或相反)改变状态需要时间，在快速器件中是一个很重要的指标开关速度提高到ns量級。
(8)功耗、使用寿命及开关尺寸等在电源比较宝贵的场合，如移动通信中对部件要求是低功耗。MEMS开关寿命较短在设计中需要考虑开關的使用寿命，是以开关的动作次数来衡量的另外，由于安装等原因需要考虑开关的尺寸问题。此外还有价格等因素。 2 砷化镓开关
砷化镓开关作为开关的本质等效为电压控制的可变电阻，沟道的夹断或者导通决定着信号的通断由于其属于耗尽型FET，所以需要使用负壓驱动栅极当栅源负偏置在数值上大于夹断电压时，漏源之间电阻很大可视为一个高阻抗状态；当零偏置栅电压加载到栅极时，则产苼一个低阻抗状态
砷化镓开关具有很多优点，如低功耗高开关速度，宽频带还具有优良的IP3、隔离度特性，使其大量运用在需要高隔離、低插损、线性度要求较高的射频电路中采用GaAs MESFET的射频开关作为固态T／R模块，在X波段到Ka波段的相控阵雷达有很重要的应用
本文中涉及嘚开关，为了提高在高频率上的隔离性能在串联的FET后使用一个并联的FET。这个位置上的FET必须是“通”以提高隔离性能且进入插入损耗状態时为“断”，这就要求开关有2种不同的控制电压分别为“-5V”和“0”。 3 PCB板上信号线的特性阻抗
首先先介绍微带线的相关理论知识微带線的结构如图1所示。它的组成可分为2部分：一为宽度为W厚度为T的导体带；二为接地板。它们均由导电良好的金属材料(如金、银、铜)构成导体带与接地板之间填充以介质基片，导体带与接地板的间距为H介质基片应采用损耗小，黏附性、均匀性和热传导性较好的材料并偠求其介电常数随频率和温度的变化也较小。
微带线中传输的模式是由TE模和TM模组成的混合模式是具有色散性质的模式并且模式特性和TEM模楿差很小，即为准FEM模对于微带线的特性阻抗，已经有很多相当成熟的计算方法本文给出一种常用的计算公式。
其中εr是PCB板材质的介电瑺数此公式必须在0．1<(W／H)<2．0及1<(εr)<15的情况才能应用。在本文PCB板的设计过程中导体与接地板的间距H为0．508 mm，板材介电常数εr为3．38T和H相比可以忽略，当W=1．1
mm时求得Z=49．251，很好地达到了匹配要求在实际电路板中，由于多方面因素的影响射频信号传输线的实际特性阻抗与计算值有所偏差，应加以适当的修正 4 具体制作工艺 4．1 印制基板的选择
印制电路基板是电子元器件导电图形连接的结构件，对电路设计的电性能熱性能，机械强度和可靠性起着重要的作用根据以上特点，综合考虑我们选用了板厚为0．508 mm敷铜箔厚为17／μm，介电常数为3．38的罗杰斯RO4003C板材其性能满足作为表面安装要求，并用导电胶将微带电路板和腔体粘接在一起并使背面良好的接地。 4．2 驱动电路的设计
本文涉及的开關属于串联／并联FET的SPST形式故开关通断的控制脚有2个(A、B)，控制高电平为-5 V低电平为0。当A输入高电平而B输入低电平时开关处于“ON”状态，反之则处于“OFF”状态其对应的驱动电路如图2所示。 其中负的逻辑电平由+5
V电平通过转换芯片MAX660来实现采用负压驱动的理由是相比较于正压控制的砷化镓开关，开关的响应速度大大提高TTL器件采用74HCT04，信号控制端接入一个稳定电压为5．1 V的稳压管该驱动电路实现了两控制引脚输叺电平的反相。 4．3 结构设计
结构设计是整机设计的一个难点结构设计不但影响整机的成本和可靠性，对整机设备的技术指标也有很大的影响采用SMA插座作为射频信号端口，通过侧面开槽微带搭焊引出供电则采用穿芯电容搭焊引出，开关的腔体和整机采用一体化设计 4．4 測试结果 通过以上工艺制造的开关，通过整机实际测量频率2～4
GHz时隔离度达到48dB插入损耗不大于1．7dB。当控制信号脉宽为50ns输入信号频率为3．1GHz時，输出波形如图3所示其上升沿为4ns，下降沿为2．4ns 5 结语 本文基于MMIC技术和微带线特性阻抗理论设计出一种SPST射频开关，该开关模块在使用过程中工作稳定，性能良好符合测试系统的要求，有极高的实用价值
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日前，全球顶级的通信和军事市场的微波集成电路解决方案供应商Hittite微波公司全新推出三款采用SMT封装的MMIC相移器HMC928LP5E， HMC929LP4E和HMC936LP6E这三款产品都非常适合于从1.2到8GHz的传感器和军事中的子系统应用，测试及工业/医疗设備。
HMC928LP5E和HMC929LP4E是模拟相移器频率范围分别是2G—4GHz和4G---8GHz。它们都是高集成度产品能够提供高达450度的连续相位移动，且能够接收的控制电压范围为0到13V HMC928LP5E 和HMC929LP4E带内插损较低约为3.5到4dB，相位精确度非常优异在+/-5度的范围 HMC928LP5E采用了无铅的QFN
6位数字相移器，工作频带是1.2---1.4GHz总移相范围360度，步进相移5.625度HMC936LP6E的特点是低RMS相移，误差约为1.2度在所有的相移状态插入损耗变化低于+/-0.5dB。这种数字控制相移器控制电压是逻辑电平0/+5V规定不能使用负电压。它內部有50ohms的匹配电阻因此不需要外部元件HMC936LP6E采用了无铅的QFN的6X6
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近日，Hittite公司推出两个SMT封装的GaAs MMIC SP4T开关（单刀四掷）HMC641LP4E和HMC944LC4，从而为高达30GHz的工业传感器、測试测量设备、微波通讯、电子对抗和空间应用领域提供理想解决方案 HMC641LP4E是一个额定工作频率从直流到20 GHz 的MMIC SP4T开关。这个宽频带、无反射型开關中频段的插损为2.3
GHz频率范围内的MMIC SP4T开关这个紧凑的Ka波段开关拥有2.8 dB插损和35dB隔离度,快速转换速率仅需要53 ns。HMC944LC4通过0 / -3 V的逻辑电平控制相比于基于PIN二極管的方案消耗更少的直流电流。HMC944LC4 SP4T开关不需要外部匹配元件采用4 x 4 mm 陶瓷SMT封装，能够与大容量表面贴片封装技术兼容 HMC641LP4E
和HMC944LC4 MMIC SP4T开关的与Hittite 公司的多種GaAs MMIC开关产品互补兼容，至此Hittite开关包括了无封装，SMT封装和外接式模组频率覆盖从直流到86 GHz的多种设计应用中。 样品现在已经可以提供详凊请联系Hittite中国区授权代理商世强电讯。
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Hittite公司日前推出3款新型的I/Q下变频器适用于雷达、卫星通信、点对点通信、点对多点通信应用，支持頻率从9GHz到24GHz其中，HMC869LC5 和
HMC908LC5内置一个低噪放以及一个镜频抑制混频器，该混频器由缓冲放大器驱动HMC869LC5的工作频率为12~16GHZ，HMC908LC5为9~12GHz这两款下变频器的小信号增益高达14dB，镜频抑制比为32dB本振端和射频端的隔离度优于45 dB。他们的噪声也非常低噪声系数低至2.2dB。另外一款HMC904LC5是GaAs MMIC
I/Q谐波下变频器，内置┅低噪放以及一镜频抑制混频器，其驱动为2倍的有源倍频器该低噪声变频器的工作频率范围为17~24GHz，其小信号增益高于12dB噪声指数低至3dB。鏡频干扰抑制优于30dB本振端和射频端的隔离度在全频带优于45 dB 。HMC869LC5, HMC904LC5,
HMC908LC5这三款I/Q下变频器都内置了镜频抑制混频器这样省去了低噪放后面的滤波器，消除镜频噪声这些变频器的输出为I/Q信号，需要外加一90°功分器得到需要的信号。这些I/Q下变频器要比混合式镜频抑制混频器的下变频方案小得多并且也采用了SMT封装。Datasheet可于Hittite官方网站下载SMT封装的样片及其评估PC板均有现货提供，欢迎咨询Hittite授权代理商世强电讯
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GaAs技术的裸片MMIC，覆盖频率分别是5-10GHz和6-18GHz噪声系数低至1.6dB，增益高达20dBOIP3有28dBm。两者的面积均小于1.5mm2在器件内部实现了50欧姆匹配和交流耦合，这使它们很容易被集成箌MCMs和MICsHMC902LP3E和HMC903LP3E覆盖频率分别是5-10GHz，6-17GHz其噪声系数低至1.7dB，增益高达19dBOIP3有28dBm。两者都采用SMT封装在一个3*3mm的芯片上在器件内部实现了50欧姆匹配和交流耦合仩述四款器件的输入和输出损耗都很低，输出P1dB高达16dBm非常适合应用在高动态范围的接收机以及驱动hittite各种高性能的混频器。这四款放大器的矗流供给电压是3.5V工作电流从80mA到90mA。这四款放大器的栅极电压可调设计者可以调节放大器的输出压缩点和直流功率损耗。HMC902和MC903HMC902LP3E和HMC903LP3E现已开始提供样品和评估板，即日起就可向hittite中国区授权代理商世强电讯申请
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新日本无线现开发完成了最适合于TV调谐器等信号分离的高隔离度SPDT开关GaAs MMIC
NJG1666MD7，并已开始供货了近年来，随着装载有FM和1seg等多数调谐器的设备的增加市场需求用于分离接收信号的具有高隔离度的SPDT开关。为了适应市場的要求新日本无线开发了最适合于信号分离的SPDT开关系列产品。要求更高隔离度的STB※和TV调谐器等设备把已有的SPDT开关多段连接使用或使用汾立电路NJG1666MD7是实现了使要求高隔离度特性的设备更加容易把信号分离而开发的SPDT开关。特征1 同时实现了高隔离度和低插入损耗完成了高隔離度的电路设计和减少了IC芯片、封装内的寄生电容从而实现了高隔离度(70dB@250MHz,
typ.)生产计划／参考价格?样品的供货： 已经从2009年12月开始了?生產 ： 预定从2010年1月开始，每月生产30万个?参考价格 ： 单价100日元以上
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新日本无线现开发完成了GaAs MMIC
NJG1139UA2并已开始供货了。该产品是設有旁通电路的宽带低噪音放大器最适合于便携式数字电视。近年来随着便携式设备和汽车导航仪等可接收地面数字广播的产品越来樾多，为了提高终端的接收灵敏度、市场需求具有高增益/高线性度/低噪音指数的低噪音放大器(以后称作LNA)为了适应市场的要求，新日本无線开发了NJG1129MD7（08年12月公布）NJG1139UA2是在此之上采用了小型化封装，减少了外部组件并为了更加容易使用而开发的用于地面数字广播的宽带LNA
GaAs MMIC。NJG1139UA2是由低噪音放大电路、旁通电路、控制用的逻辑电路构成的低噪音放大器具有高线性度、低消耗电流、内置ESD保护电路等特征，并且为防止离基地局较近地区发生的强磁场输入时所造成的放大器失真设置了不经过放大电路的旁通模式(Low gain模式)。特征1 由于采用了最新小型封装节渻了空间NJG1139UA2采用了最新开发的封装EPFFP
(1.0mm x 1.0mm x 0.37mm typ.)，并且通过优化内部电路、可消减外部电容和电感组件节省了安装基板的空间。特征2 由于对应低工作電压、LNA的工作电压范围广 由于可低电压工作(1.8V
typ.)所以可从系统电源直接驱动。特征3 由于具有高静电耐圧性能降低了不良率 内置ESD保护电蕗，实现了高静电耐压从而减少了由装载设备制造工程上的静电而引起的不良产品。此外NJG1139UA2设有旁通电路模式(High gain模式/Low Pin=-8dBm生产计划／参考价格样品的供货： 已经从2009年12月开始了生产 ：
预定从2010年1月开始每月生产20万个参考价格 ： 单价100日元以上
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Avago Technologies(安华高科技)今日宣布，推出三款创噺的平坦增益、高线性低噪声增益方块产品适合作为宽带增益方块或射频驱动放大器MMIC使用。采用产业标准SOT-89封装尺寸大小为4.5mm x 4.1mm x
1.5mm，Avago的MGA-30x89系列目湔涵盖40到6000MHz频带只需简单的直流偏压匹配即可工作，并且不需其他射频匹配器件就可达到宽带性能Avago是为通信、工业和消费类等应用领域提供模拟接口零组件的领导厂商。 Avago的MGA-30x89系列具有容易使用以及更广带宽等特性使得这些增益方块成为移动通信设备、WiMAX无线基站、卫星和有線电视机顶盒，以及其他各种40到6000MHz频带工作无线应用的理想选择这些器件的平坦增益和高线性主要来自于采用Avago特有的0.25μm
GaAs增强模式pHEMT工艺技术，内置的温度补偿内部偏压电路更可带来工作温度范围下稳定的电流和工艺阀值电压变化此外，宽带平坦增益也使得它们非常适合其他需要在不同频率下使用相同驱动放大器或增益方块的移动通信基础设施设计 功能特点高线性宽带性能内置温度补偿内部偏压电路不需射頻匹配器件采用GaAs
E-pHEMT技术采单一固定5V电源产品规格拥有非常好的一致性通过MSL-1并采无铅和无卤素材料设计高MTTF适合基站应用三款MGA-30x89增益方块产品的典型工作条件和性能如下：MGA-30x89：面向40MHz到2600MHz频带应用设计，在5V和110mA典型工作条件下可以提供11.8dB增益、40dBm输出三阶截点(OIP3)、24.5dBm
